对宽调谐范围VCO的思考
品慧电子讯压控振荡器（VCO）是射频电路中的一个经典模块，这些年来经久不衰。在芯片集成度日益提高的今天，VCO是少数几个还能单独发顶会ISSCC的射频模块电路之一，可见其重要性。
压控振荡器
压控振荡器（VCO）是射频电路中的一个经典模块，这些年来经久不衰。在芯片集成度日益提高的今天，VCO是少数几个还能单独发顶会ISSCC的射频模块电路之一，可见其重要性。
我们私底下经常开玩笑说VCO是（发论文）性价比很高的电路。虽说这是调侃之词，细想的话背后也有其道理。笼统来讲，模拟电路无非做两件事情：一是信号产生、二是信号调理。那VCO岂不是占据了半壁江山？而且现在的通信系统对本振信号的噪声要求越来越严格，高速ADC、SerDes、收发机等系统可能有超过一半的功耗花在本振信号产生上。学术界和工业界都还在耗费聪明才智去拓展VCO的性能边界，也难怪ISSCC每年都会有单讲VCO的论文了。
如果梳理一下近二十年ISSCC的VCO架构演变，应该能得到很有趣的信息，但这是另外一个话题了。我们今天单来聊一聊VCO的调谐范围这件事。
首先，为什么需要宽调谐范围的VCO呢？下图是在毫米波频段的各种应用。卫星通信、汽车雷达、5G通信、WiGig、回传、毫米波成像等等，占据了多种多样的频率范围，这就催生对宽调谐范围的需求。但要注意的是，评价一个宽频VCO，不仅要看调谐范围，还要看芯片面积。如果芯片面积很大，那相比于用多个VCO来实现频率覆盖就没有优势了。
下图是一个经典的LC VCO结构，原理很简单：电感L和电容C形成谐振腔，决定振荡频率。频率调谐范围由谐振腔的最大电容和最小电容之比确定。
那我们要宽调谐范围，能否直接增大容抗管的尺寸？
——可以，但是不好。两点原因：1、容抗管尺寸越大，Q值越差，需要更大的交叉耦合负阻对去补偿损耗，导致寄生电容变大，从而减小了容抗管尺寸变大带来的收益。2、Kvco太大，对PLL的噪声和SPUR性能有影响。在成熟设计中，基本上不会采用太大容抗管尺寸的做法。
那使用开关电容，减小容抗管的尺寸？
——可以，但是不完美。芯片上不存在理想开关，开关总是存在着导通电阻和关断电容。如果希望开关电容的Q值高，那么开关尺寸需要很大，会贡献额外的关断电容，降低开关电容的容值变化比。如果用很小的开关尺寸，那么开关电容的Q值又会降低，影响VCO的相位噪声性能。实际上，一个开关的性能可以用ft来衡量，ft由导通电阻和关断电容的乘积决定，ft的上限有工艺决定。
那能不能使用开关电感？
——可以，也不完美。开关电感同样存在开关导通电阻和关断电容之间的折中关系。为了不要过分降低电感的Q值，开关不能太小；而开关的关断电容也会耦合到谐振腔之中，降低调频范围。单独开关电感的论文这些年很少见，更多的是使用开关变压器。相比于开关电容，开关变压器具备更高的设计自由度，且对开关的dc电压较为友好。但开关变压器同样存在开关导通电阻和关断电容之间的折中关系。
到目前为止的这些方法，都没有打破开关导通电阻和关断电容折中关系这个基本限制因素。在给定工艺的情况下，开关的最优ft基本确定，那VCO的设计无非是看设计目标和倾向性，如果想得到最好的相位噪声，那开关尺寸应该取的较大，牺牲一些调谐范围；如果想得到最宽的调谐范围，那开关尺寸应该取的较小，牺牲一些相位噪声性能。
对于宽调谐范围VCO来说，我们可以粗略的认为，现在的研究都是在寻找一些特定的电路拓扑结构和开关位，去减小开关导通电阻和关断电容之间的折中关系对性能影响。
如果大家去看近几年的电路设计学术会议，会发现有一种宽调谐范围VCO非常流行，那就是模式切换型的VCO。我这里简单列举一下：
——ISSCC 2019年有一篇25~38GHz（41%）的双核双模VCO；
——ISSCC 2020年有一篇18.6~40.1GHz（73%）的四核四模VCO；
——RIFC 2021年有一篇17.78~24.15/33~41.13GHz的三模VCO；
——CICC 2021年有一篇8.2~21.6GHz（90%）的四模VCO(我们团队的工作)；
——ISSCC 2022年有一篇7.1~16.8GHz（81%）的三模VCO。
可见其流行程度。
这些模式切换的结构都不相同，但原理大同小异。以下图中的双核双模为例进行解释。下图中的上下两个电感之间存在磁耦合，当线圈中电流方向相反时，磁耦合相互增强，等效的电感量为L+M；当线圈中电流方向相反时，磁耦合相互增强，等效的电感量为L-M。用在VCO里，通过改变磁耦合的作用方向，改变了等效电感，从而改变了谐振频率。从另一个角度理解，左图中电流从“8”字形中间的横线中流过，右图中电流不从其中流过，因而改变了等效的电感量。
从上面的描述可以看出，对于多模VCO，一般需要多个VCO振荡核心，我们通过改变VCO核心之间的相对极性关系来改变磁耦合或者电耦合方向，从而改变等效的电感或电容值。为了改变核心之间的极性关系，我们还需要一个极性选择电路。一般来说，我们直接用开关将相同极性的两个端口短接到一起、形成一个开关矩阵即可。
那么问题就来了。我们前面说过，片上开关存在导通电阻和关断电容之间的基本折中关系，而模式切换VCO中，开关同样是比不可少的，它能够打破这个折中关系吗？
这个问题的答案比较微妙——是也不是。
当VCO处于一个模式时，用于其它模式的开关处于关闭状态，依然会贡献关断电容，减小VCO的调谐范围。当我们考虑到VCO多个核心之间的频率失配时，为了能更稳妥的切换模式，我们还是需要开关的导通电阻不要太大。因此，开关的导通电阻和关断电容之间的折中关系依然存在。
从这些年的高水平论文来看，模式切换VCO的确能在较小牺牲相位噪声的情况下增大调谐范围，并不是简单的在导通电阻和关断电容这个折中关系中选择了一个有利于调谐范围的工作点。那模式切换VCO相比于开关电感和开关电容的优势到底在哪儿？
为了更直观的理解这个问题，我们可以用下面这幅图（左图）来进行类比。对于模式切换VCO来说，存在多个稳态的模式。我们用小球来代表VCO的工作状态，在没有模式选择开关的时候，小球有可能落在左边，也有可能落在右边。那么模式选择开关所需要起到的作用，是给小球提供一个初始的推动力，让它能够稳定地向左或者向右滚动，稳定到我们想要的模式。稳定之后，模式选择开关不需要提供额外的作用力。从电路的角度，开关两侧电压幅度和相位相同，开关中没有电流流过，开关的导通电阻也不贡献噪声。因此，模式切换的开关不需要取得特别大。那寄生电容的影响也就变小了。
对于开关电感或者开关电容，开关的作用是把稳定点拉到一个新的位置，因此开关需要提供持续的作用力，有电流流过开关，开关的导通电阻会造成持续的噪声贡献，所以导通电阻和关断电容之间的折中关系更加苛刻。
从这个角度来思考，模式切换VCO的确在一定程度上打破了片上开关导通电阻和关断电容之间的基本折中关系。
最后几个问题：
模式切换可以取代开关电容吗？
——并不能。一般VCO里也就2个或4个模式。开关电容对频率精细调节的功能依然是不可替代的；
VCO的调谐范围极限在哪里？
——当VCO的频率调谐范围超过100%之后，可能人们就不会追求进一步提高调谐范围了。如果需要更宽的范围，我们用分频器即可，分频器的成本不高；
是不是只能在宽调谐范围VCO里才能用到模式切换？
——也不是。即使是窄带VCO，我们引入模式切换之后，开关电容需要覆盖的范围变小，在导通电阻和关断电容这个折中关系里，我们可以向低相噪这个方向倾斜更多，从而取得更好的整体性能。
我以前经常提到“电路工具箱”这个概念，我们每熟练掌握的一种电路技术，都是其中的一件工具。你能够做多少事情，取决于你的电路工具箱里有多少种工具。模式切换给我们的电路工具箱添加了一件趁手的工具，并不一定每时每刻都要用到，但一旦碰到合适的场景，往往能起到事半功倍的效果。
贾海昆
■ 清华大学集成电路学院助理教授
■ 简介：
Haikun Jia, Assistant Professor
2009年本科毕业于清华大学微纳电子系，2015年博士毕业于清华大学微纳电子系。2015年至2016年在香港科技大学从事博士后研究工作。2016年至2019年在硅谷创业公司从事高速串口设计工作。2019年9月入职清华大学集成电路学院。
主要研究方向为硅基毫米波/太赫兹集成电路设计以及高速串行接口技术，包括：高性能硅基太赫兹信号源、毫米波高速无线通信收发机阵列、低功耗混合信号基带解调技术、毫米波FMCW雷达、大规模毫米波相控阵等等。作为负责人承担科技部重点研发计划课题、国家自然科学基金等科研项目。发表学术期刊和国际学术会议论文多篇，包括集成电路设计领域顶级期刊JSSC、IEEE Trans. MTT、IEEE TCAS-I、国际固态电路会议ISSCC、欧洲固态电路会议ESSCIRC和亚洲固态电路会议A-SSCC等。
研究方向：
1.射频、毫米波和太赫兹无线通信芯片设计
2.大规模毫米波相控阵芯片与系统
3.高速串行接口技术及其应用
电话：010-62772424
E-mail：jiahaikun@tsinghua.edu.cn
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