为什么超低阻抗SiC FET受欢迎？它能使系统冷却运行！
品慧电子讯功率半导体开关通常在用于电路设计时，能够在不增加开关损耗的情况下减小电流传导期间的损耗，这是其一大优势。在各种电路保护应用中，器件需要连续传送电流，较低的传导态损耗有利于使系统保持较高的效率，并将产生的废热降至最低。如果在这些应用中需要放心地使用这些功率开关，必须满足各种类型的耐用性标准。
在本文中，我们将讨论最先进的低阻抗功率半导体开关，介绍其关键特性和应用优势。这些开是由UnitedSiC开发，采用堆叠式共源共栅（cascode）技术，其中将一个特殊设计，阻抗低于1mΩ的硅低压MOSFET堆叠在一个阻抗低于10mΩ的650～1200V常开型碳化硅（SiC） JFET之上。所形成的复合器件被称为SiC FET，可以像标准硅器件一样进行驱动，但是与硅IGBT、硅MOSFET和SiC MOSFET相比，具有许多优势。
什么是堆叠式共源共栅？
与包括SiC MOSFET、硅MOSFET和GaN HEMT在内的其他可用功率晶体管相比，常开型SiC JFET的单位芯片面积具有更低的导通阻抗。如图1a所示，当低压MOSFET堆叠在JFET上时，为了实现图1b的共源共栅架构，就形成了低阻抗常关断型开关，称为堆叠式共源共栅，其阻抗是低压MOSFET和SiC JFET阻抗之和，根据所选择的MOSFET和JFET的不同，其阻抗可能比JFET阻抗高5～20％。
图2显示了8.6mΩ，1200V堆叠芯片UF3SC12009Z的尺寸。由于在组装之前将低压MOSFET预堆叠在JFET上，因此该复合器件与标准组装管芯连接和引线键合设备兼容。而且，很有意义的是，该器件适合用于电源模块，并且还可通过TO247-4L封装提供（器件名称UF3SC12009K4S）。
表1列出了UnitedSiC最近推出的低RDS（ON）系列SiC FET的具体参数。请注意，在TO247封装中，两个阻抗最低器件的额定电流为键合线和引线限制。
导通状态和热特性
虽然产品数据手册可以提供器件特性的详细信息，但这里值得查看其中一些关键功能。器件的栅极具有保护ESD二极管，其在±26V时击穿。
硅MOSFET的额定电压为±20V，Vth为5V，并且没有传统SiC MOSFET通常遇到的磁滞或不稳定性。它可以采用与现有SiC MOSFET、Si MOSFET或IGBT兼容的栅极电压驱动。负栅极偏压的使用没有限制，尽管给定5V Vth，但大多数应用仍可通过简单的0～12V栅极驱动来完成。
SiC FET RDS（ON）具有正温度系数，如表1和图3a所示，考虑到许多应用需要将SiC FET器件并联使用，该特性非常有用。
图3a表明650V UF3SC065007K4S的RDS（ON）升高远低于硅超结MOSFET。显然，在125～150℃时的传导损耗甚至比可用的最佳超结硅MOSFET低2.5倍至4倍。如果将1200V器件与SiC MOSFET进行比较，在125-150℃时它们RDS（ON）随温度的升高速率相差不大，具有相似的RDS（ON）（25℃）。从图3（右侧图）还可以清楚地看出，UF3SC120009K4S在所有温度下都呈现出在TO-247中具备最低的RDS（ON）FET，而且优势很大。
SiC FET导通状态下的第三象限特性优于SiC MOSFET，这是由于在JFET RDS（ON）串联时，其压降相当于0.7V的硅结压降。典型的第三象限特性如下述图3b所示。
低VF也伴随有出色的低QRR值（例如UF3SC120009K4S为1200-1300nC，UF3SC065007K4S为850nC）。
低RDS（ON）系列器件均采用烧结银技术来提供最佳的热性能，如表1（最大RTHJC柱）所示。此外，这有助于使MOSFET和SiC JFET都很薄，并且SiC的导热率（3.7W / cm-K）与铜（3.85W/cm-K）相当。这些器件的TJMAX额定值为175℃，但由于MOSFET VTH保持在3V以上，并且其泄漏很低（如图2特性所示），因而它们可以在TJ> 200℃时正常工作，而不会出现热失控情况。
开关特性
表1显示了SiC FET数据手册中的低开关损耗。EON和EOFF几乎与温度无关，并且都很低。 EON通常大于EOFF，这在大多数宽带隙（WBG）器件中都是如此。因此，这些器件在硬开关和软开关电路中都很有用，特别是非常适用于电动汽车逆变器。
从图4a中的半桥开关波形可以看出，SiC FET的体二极管恢复特性非常出色。
这里使用了一个小的RC缓冲器，以减少关断电压过冲，当通过单个TO247-4L器件驱动100A电流时这是必需的。低电压MOSFET的贡献约为100nC，主要来自其COSS，观察到的其余QRR来自SiC JFET输出电容的QOSS。由于LV MOSFET的存储电荷很少，测量的QRR随温度变化很小（图3b），观察到的大多数QRR与器件电容充电有关。在650V时，UF3SC065007K4S的该值为850nC，这是其优于任何超结MOSFET的关键优势所在。超级结MOSFET的QRR要高出10～50倍，并且在硬恢复下具有dV/dt限制。
由于20～50V/ns的正常开关dV/dt对于某些逆变器应用而言可能过快，因此图4b显示了用于在导通和关断期间实现低dV/dt几种技术中的一种（90%/10% dV/dt_导通=5.7V/ns, dV/dt_关断=4.1V/ns）。仅使用RG值来实现这些低dV/dt会导致过长的延迟时间，因此，除了RG之外，还可以使用外部CGD电容器来达到目标dV/dt。
雪崩和短路特性
图5显示了UF3SC120009K4S在两种情况下的典型雪崩特性。在低电流、高电感状态下，这些器件可以处理>5.5J，额定值为550mJ。有趣的是，在较短的电感尖峰下，UF3SC120009K4S的峰值雪崩电流处理能力超过200A，这是SiC FET独特的工作方式所致，其中JFET从自偏置状态进入工作模式，能够安全地吸收雪崩电流。
图6显示了典型的短路测试波形。峰值短路电流为1200A，并且由于JFET决定了该峰值短路电流，电流会由于JFET的自发热而迅速下降。SiC FET在重复性短路时不会降低性能，这是源自SiC JFET固有的牢固性。在这种短路事件期间，低电压MOSFET上的电热应力可以忽略不计。
SiC FET的并联工作特性
图7显示了并联时SiC FET的典型特性。由于RDS（ON）的正温度系数，导通状态电流会达到一定平衡。开关期间电流平衡的主要原因是由于开关特性实际上是由SiC JFET而不是低电压MOSFET控制。由于SiC JFET的VTH不会随温度而降低，因此不会招致由于VTH不平衡而导致一个开关导通更快而关断更慢。这也有助于使体二极管针对大部分工作电流具有正温度系数，而对QRR则具有很小的温度依赖性，或根本没有。重要的是要注意，与所有开尔文源器件一样，在每个栅极返回路径中增加一个阻抗也很重要。
应用案例：电动汽车逆变器中的低RDS（ON）SiC FET
鉴于低RDS（ON）SiC FET这些理想的特性，电动汽车逆变器是非常适合于这些低RDS（ON）开关的一个应用。虽然电源模块通常是电动汽车逆变器模块的首选，但这些器件有助于实现构建相当低成本的电动汽车逆变器。表2显示了电动汽车逆变器采用UF3SC120009K4S估算的损耗与基于最先进IGBT模块解决方案的对比。每个开关使用6个并联单元构成的解决方案在200KW输出时可以将工作损耗降低3倍，这对于增大车辆续航里程、扩展电池容量和减轻逆变器的冷却负担都非常有利。另外，这些开关可用于提高开关频率，有助于减轻逆变器的电流纹波，并提高电机效率和寿命，使得这些开关成为高转速电机逆变器的绝佳选择。
应用案例：电动汽车快速充电器
针对350KW的电动汽车快速充电器，必须向400V电池提供875A的电流，或向800V的电池提供一半的电流。典型的充电器电路可能需要在高频变压器的次级线圈上使用SiC二极管，以整流传递到电池的电压。将SiC FET用作同步整流器可以将损耗降低至少2倍，图8显示了UF3SC065007K4S与100A SiC JBS二极管的传导特性比较。如果大功率模块中的每个器件都以100A电流（例如50％的占空比）使用，则二极管在125℃时会下降2V，损耗为100W，而SiC FET在125℃时可能会只有0.9V的电压降低，导致每个FET仅损耗45W，相当于改进了2倍。
鉴于这些器件具有出色的传导和开关损耗，能够在标准的主动前端（PFC级）和DC-DC（相移全桥/ LLC）初级提供峰值效率，用户可以减少并联开关的数量，简化组装，甚至可以将单个充电器的功率从15KW提升到30-50KW。UF3SC065007K4S可以允许用户借助分立器件将Vienna整流器推到新的功率水平，或者1200V器件可以提供一个同样高效的简化两电平架构路径。
应用案例：光伏逆变器、焊接和UPS电路
这些器件具备传导损耗和开关损耗的完美结合，可以非常有效地用于高性能两电平、NPC和TNPC电路，以最大限度地提高逆变器效率，并突破采用分立器件可处理的功率水平极限。SiC FET栅极驱动器的简捷性是控制成本的另一个重要因素。
图9比较了在总线电压为800V，频率为12.5kHz、25kHz和50kHz的60KVA逆变器中由于半导体功率损耗而导致的效率估算。两电平解决方案每个开关位置使用一个UF3SC120009K4S，因此仅需要6个晶体管和栅极驱动器。TNPC每相使用两个UF3SC120009K4S和两个 UF3SC065007K4S，而NPC情况则每相使用四个UF3SC065007K4S。TNPC和NPC选项使用12个晶体管和12个栅极驱动器，即使在50kHz时也能提供高于99％的效率。与基于模块的方法相比，可以节省大量成本。
应用案例：固态断路器
UnitedSiC展示了一个使用六个并联UF3SC120009芯片构成的2mΩ，1200V SOT227开关，主要针对大电流固态功率控制器和断路器应用。但在较低电流下，这些低RDS（ON）FET可以单独或并联形式来实现这些功能。
虽然简单的负载开关只需要低的导通阻抗和良好的热性能，但对于某些应用可能要求更多。例如在线性模式下使用此器件构成电子负载，在这种模式下，特别是在600～1200V的高电压下，JFET可以应对大部分功率损耗。由于其VTH不会随温度下降，因此它不会在管芯内形成热点，因此可以在这些条件下稳定运行。
图10显示了使用带有高Rgoff阻抗的UF3SC120009K4S来稳定运行非常缓慢的关断转换。固态功率控制器中需要缓慢的导通和关断转换，以最大程度地减小切换到高电感线路时产生的电压尖峰。
结论
设计人员将会发现，这些采用熟悉的TO247-4L封装，具有出色的开关损耗，同时具备极低RDS（ON）的器件在构建更高功率逆变器、充电器和固态断路器时能够提供非常高的价值。这些器件具备的高VTH值以及与硅和SiC栅极驱动电压的兼容性能够进一步简化设计，同时这些器件由于其内在的坚固耐用，并且能够并联运行，使设计人员可以采用这些器件来替换电源模块。
图1：（a）使用一个低压硅MOSFET堆叠在高压常开型SiC JFET源极焊盘上方形成的共源共栅。（b）共源共栅SiC FET的最终电路配置。
图2：8.6mΩ1200V SiC FET的尺寸。器件黄色部分是SiC JFET，蓝色部分为堆叠在其上的低压MOSFET。该器件连续运行的额定工作温度为175℃，但该器件的导通状态和阻断特性表明，在200℃条件下运行仍可安全地处理过应力情况，而不会发生过热失控。
表1：添加到TO247产品组合中的低RDSSiC FET性能参数。最低RDS器件具有120A限制。 *包括5Ω，680pF缓冲器。
图3a：UF3SC065007K4S的导通电阻与温度的关系，以及相对于最佳可用超级结MOSFET的关系； UF3SC120009K4S针对最佳SiC MOSFET方案的比较。
图3b：UF3SC120009K4S的第三象限（续流模式）导通状态特性（左）和QRR（右）与温度的关系。请注意，在100A时VGS = 0，-5V时的低导通压降为1.65V，1200-1300nC的低QRR值几乎与温度无关。
图4a：UnitedSiC双脉冲演示板上的半桥开关波形。RGON = RGOFF = 5Ω，并且在每个器件上都施加了680pF，5Ω的RC缓冲器。
图4b：一种适合电机驱动应用的实现低dV/dt波形的方法。开关条件为75A/800V，带有33Ω的RG和68pF的外部CGD电容器。在UnitedSiC双脉冲演示板上测得半桥开关波形。
图5显示了UF3SC120009K4S在两种情况下的典型雪崩特性。在低电流，高电感状态下，这些器件可以处理> 5.5J，额定值为550mJ。有趣的是，在较短的电感尖峰下，UF3SC120009K4S的峰值雪崩电流处理能力超过200A。这是由于SiC FET的独特运行所致，其中JFET从自偏置状态进入工作模式，能够安全地吸收雪崩电流。
图6：UF3SC120009K4S的典型短路测试波形。SiC JFET确定了1200A的峰值电流，该峰值电流由于自受热而迅速下降。数据获取条件：VDS = 600V，TSTART = 25℃。
图7：两个UF3SC120009K4S器件在VGS = +15/-5V时每个以60A（总共120A）的电流并联开关，每个栅极使用15Ω RG，在栅极返回路径为1Ω。在高速开关条件实现了出色的共享。
表2：基于IGBT的最新2级电动汽车逆变器与具有各种低RDS（ON）SiC FET选项的功率损耗比较。在200KW输出功率下，损耗可降低近3倍。
图8：用UF3SC065007K4S在高电流下进行同步整流。与使用SiC JBS二极管相比，可以避免产生大量的废热。现在，转换器也可以是双向。
这种变化允许转换器进行双向设计。
图9：对于2级，NPC和TNPC拓扑架构，在3个工作频率下具有800V DC链路的60KVA太阳能逆变器的损耗评估，其中效率仅考虑了功率半导体的损耗。该功率水平之前通常是采用电源模块来实现，但现在可以通过UnitedSiC分立器件来完成。
图10：使用UF3SC120009K4S管理电源控制器/负载开关的缓慢开关转换。电阻性负载RL =9.4Ω，VDD = 800V，Tj = 25℃，DUT开关条件：VGS = -5V/15V。
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