高功率密度快充及PD适配器电源结构解析
品慧电子讯一种新型的高功率密度软开关变换器就是非对称反激变换器，其原边使用激磁电流实现上、下桥主功率管的ZVS零电压开关，次级整流管为ZCS零电流工作，适合于笔记本电脑PD适配器这种高频、高效和高功率密度的应用要求。
这种变换器输出电压决定原边半桥的上管工作的导通时间，原边半桥的下管工作在COT固定导通时间，其导通时间由谐振频率所决定，非对称反激变换器电路结构如图1所示，若输出整流二极管换为功率MOSFET，则称为同步整流。非对称反激变换器工作的波形如图2所示。
相关元件符号和物理量的规定：
S1：原边半桥高端功率管，上管
S2：原边半桥低端功率管，下管
DR；次级整流二极管
Cr：原边串联谐振电容
Lm：变压器原边激磁电感
Lr：变压器原边漏感
SR；次级同步整流功率管
Np：变压器原边绕组匝数
Ns：变压器次级绕组匝数
n：变压器的匝比，n = Np/ Ns
VSW：半桥连接的开关接点电压，也是S2的D、S两端电压
iLm：变压器原边激磁电感的电流
iLr：变压器原边漏感的电流
iDR；次级整流二极管的电流
（a）非对称反激变换器
（b）非对称同步整流反激变换器
图1：非对称反激变换器电路结构
图2：非对称反激变换器工作波形
工作原理分析
非对称反激变换器的一个开关周期可分为6个工作模式，分别分析如下。
1、模式1：T0-T1
开关状态：S1处于导通，S2处于截止，DR处于截止
变压器Lm和Lr的电流从0开始增加，谐振电容Cr充电，没有能量传输到次级的输出负载。
T1时刻，S1关断。
图3：模式1的等效电路
2、模式2：T1-T2
开关状态：S1处于截止，S2处于截止，DR处于截止
T1时刻，S1关断，（Coss1+Coss2）和（Lr+Lm）谐振，Coss1充电，Coss2放电，直到T2时刻，Coss1的电压充电到VIN，Coss2的电压放电到0。
图4：模式2的等效电路
Coss2的电压VSW放电到0后，其体内寄生二极管DS2导通，将其二端电压箝位到0。
3、模式3：T2-T3
开关状态：S2处于导通，S1处于截止，DR处于截止
T2时刻，DS2导通箝位。在T2之后某一时刻开通S2，此时由于DS2导通，S2的VDS电压为0，因此S2是零电压开通ZVS。
（a）模式3的DS2导通
（b）模式3的S2 ZVS开通
图5：模式3的等效电路
这个阶段开始时，谐振电容的电压VCr会稍微增加，次级绕组Ns的正偏电压也会增加，但其电压仍低于输出电压Vo，因此次级整流二极管DR不会导通。
在T3时刻，次级绕组的电压VNs增加到输出电压Vo，因此次级整流二极管DR导通。
4、模式4：T3-T4
开关状态：S2处于导通，S1处于截止，DR处于导通
在T3时刻，DR导通，输出电压反射到原边绕组Np，其电压变为：
VNp = -nVo
此时，Lm和Lr分开，形成各自的回路：
（1）Lm电感储存的能量通过次级绕组，向输出负载传输。
（2）Lr、Cr和电压源-nVo串联谐振，满足下面条件：
谐振电容Cr反射到次级输出端，次级电流波形为正弦波，其频率就是变压器的寄生电感和谐振电容Cr所决定，这部分能量也通过次级绕组，向输出负载传输。
因此，次级整流二极管的电流iDR为iLr和iLm的电流差值：
iDR = (iLm–iLr)*n
在这个阶段，Lr和Cr串联谐振，iLr过0后，反向继续谐振；然后，经过一段时间， iLm也过0，反向激磁继续增加。
（a）模式4的DR导通
（b）模式4的iLr过0后反向增加
（c）模式4的iLm过0后反向增加
图6：模式4的等效电路
在T4时刻，iLr和iLm的电流相等：
iLr=iLm
次级绕组的电流减小到0，DR关断，ZCS关断，同时，在T4时刻，S2关断。
5、模式5：T4-T5
开关状态：S1处于截止，S2处于截止，SR处于截止
T4时刻，同时关断SR和S2，（Coss1+Coss2）和（Lr+Lm）谐振，Coss1放电，Coss2充电，直到T5时刻，Coss2的电压充电到VIN，Coss1的电压放电到0。
图7：模式5 的等效电路
Coss1的电压放电到0后，S1的体内寄生二极管DS1导通，将其二端电压箝位到0。
6、模式6：T5-T6
开关状态：S1处于导通，S2处于截止，SR处于截止
T5时刻，DS1开通，Lr和Lm的电流相等且同时反向激磁，增加到反向电流的最大值；然后在正向电压的作用下，从反向电流的最大值逐渐减小，在T6时刻其电流减小到0，然后继续正向增加，进入下一个同期。
在T5之后某一时刻开通S1，此时由于DS1导通，S1的VDS电压为0，因此S1是零电压开通ZVS。
（a）模式6的DS1导通
（b）模式6的S1 ZVS导通
（c）模式6的Lm正向激磁
图8：模式6的等效电路
图2：非对称反激变换器波形
