技术分享：反激电源及变压器的最大占空比实现
品慧电子讯在开关电源当中，占空比发挥着重要的作用，它起着调整开关管导通时间的作用，占空比的值越高，输出电压越高。占空比在反激电路的设计当中也同样适用，下面小编就为大家介绍一种产生最大占空比的反激电路设计。PWM控制器的选择电路设计当中，几种常见的高频反激式电源集成控制器有两种类型，单芯片式和双芯片式。很多生产商都根据自己的 IC原理编制了电路的设计程式，这些程式都是针对芯片的特有参数设计的，从原理上都能相互解释 ，但却不能通用。对比这些计算程式可以得出：选择 PWM控制器的IC时应考虑不同控制 IC的不同参数，诸如功率控制等级、电流或电压控制模式、频率的要求;不论选用何种驱动芯片，影响变压器设计的主要参数只是频率及控制的最大占空比，其它参数对外部主电路计算的影响可忽略不计;可以在此基础上找到一种符合反激式电路原理并适合不同 PWM芯片的电路设计方法。Flyback反激电路原理分析首先从反激式开关电源的基本原理图开始，如图1所示，输入电源首先经过EMC电路滤除差摸及共模干扰，并对交流输入进行整流。 PWM芯片决定MOSFET的导通与截止。在 MOSFET导通期内，能量储存在励磁电感中，次级整流管是截止的，变压器为空载工作;在 MOSFET截止期内变压器励磁电感中的储能释放，转变成感应电势传送到次级，经过整流和滤波后输出直流电压。
图1：高频反激式电源工作原理
若初级电流经过磁化电感区后降至零，即为不连续导通模式;若磁化电流未降至零，则为连续导通模式。反激电路工作于连续模式时，其变压器磁心的利用率会显著下降，所以无特殊情况应避免使用。PWM集成芯片通常接收电流负载最大的输出电路反馈信号，由此来调节 MOSFET的占空比。如果输出的负载增大，则 PWM脉冲控制的导通时间增长，流过初级线圈的电流线性上升，电流峰值增大，变压器储能增加，从而可提高次级带负载能力。开关管和输出整流管的振铃可引起高频 EMI或者环路不稳，解决的办法通常是加吸收电路。基于最大导通时间计算方法的推导高频反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，其设计中的相互制约因素很多。在计算过程中 MOSFET与变压器的铁心可根据设计者的需要在一定范围内选择，本文主张从控制最大占空比参数入手。PWM控制芯片一旦选定，其工作频率与最大占空比也就确定了下来，若超出最大占空比，电源很容易进入非正常工作模式。已知的参数由设计人员根据用户需求确定的参数包括：最大输入电压 Uinmax、最小输入电压 Uin min、各路输出电压 Uo1、Uo2?Uon、各路输出电流(最大值)Io1、Io2?Ion、最大输出的功率总和 Pomax。由设计人员选择的 PWM芯片决定的参数包括：开关频率 fsw、MOS管最大导通时间 Tonmax、最大占空比 Donmax。根据电路特点和设计经验估计的参数包括：变压器效率η、变压器励磁电感系数 Klk。变压器的漏感很小，一般可假定 Klk=0.95(漏感为初级电感的 5%)。反激时励磁电感中的储能乘以开关电源效率，即为输出功率，反激式电源效率η一般为 0.7～0.8，这里设η=0.75。
简化计算的假设
图2：示出反激电源拓扑电路
图中Lm：励磁电感、Llk1：初级漏感、Llk2：次级漏感。假定：若磁芯带有空气隙，其磁导G 远小于铁氧体，所以在计算磁路磁导时忽略铁氧体的磁导，而只计空气隙的磁导;由于高频变压器线圈匝数一般很少，可以忽略变压器线圈电阻，因此在MOS管导通期内变压器初级电流呈线性上升;在任何时候磁芯都无磁通饱和，即应选取饱和磁通密度高，且有足够大的磁路截面积的磁芯;反激设计合理，在最小电压输入最大功率输出时，初级线圈处于临界连续模式，MOSFET 导通瞬间有电流I=0，MOSFET关断时有变压器初级峰值电流Ipk。12下一页>
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- 第二页：推导过程及参数的确定
励磁电感的推导若选定芯片最大导通占空比为Don max，则MOSFET 最大导通时间：
假定Klk=0.95，η=0.75，则一个周期内变压器储存并释放的总能量：
同时，能量来自MOSFET 导通时段初级线圈储能：
励磁电感Lm=Klk=Lp。反激电压Uf 的确定及MOS 管的选取
图3：示出反激电源工作时MOSFET漏-源极电压uds波形
假设滤波电容足够大，在拓扑电路反激过程中，励磁电感放电电流iLm 也是线性变化，如图4 所示。
图4：IM和udsd的关系
MOSFET 关断时电压均值等于输入电压与变压器反激电压之和。由图4可见，MOSFET 关断时有一个尖峰噪声电压，该噪声电压和泄放回路的设计、MOS 管的关断速度这两个因素有关。设计Uf 时必须考虑变压器饱和磁通密度、MOS 管的耐压值、PWM芯片的最大导通时间。如图4 所示，若tint=0，电源工作在临界连续模式。tint 阶段变压器无电能传递，所以理论上Uf 应尽量小。如果Uf 设计合理，则在最小输入电压及最大功率输出时tint=0，电源工作在临界连续模式。此时：
由此式可估计出Uf。选取MOS 管耐压应超过峰值电压，电流额定值大于Ipk，导通时电阻越小越好。变压器参数的确定初次级匝比的计算：
式中Udiode———次级高频整流管的通态压降可由AwAe 法求出所需的变压器铁芯：
式中Aw———磁芯窗口面积，cm2 Ipk———初级峰值电流，A;Ae ———磁芯截面积，cm2 Lp———初级电感量，μH;Bw———磁芯工作磁感应强度，T;Ko———窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2～0.4;Kj———电流密度系数，一般取395A/cm2;根据求得的AwAe 值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。初次级匝数及气隙计算适当加大气隙，可适当减小需求的初级电感量，防止铁芯饱和。但气隙越大，漏感也越大。由于：
式中lg———气隙长度Np———初级匝数。
至此，高频反激电源变压器部分设计推导结束。计算举例用TNY2634 制作开关电源，输入直流电压20～28V，要求开关电源输出直流电压12V，输出功率6W，变压器效率假定0.95，电源开关频率为130 kHz，最大占空比为0.5。由式(4)得初级电感值Lp=57.8!H，由式(9)得反激电压Uf=20V。选定次级高频整流管的通态压降Udiode=0.7V，由式(10)得Np /Ns=1.575。假定选用铁氧体磁路截面积为11×10- 6m2， 空气隙长度为(0.17×2)×10- 3m。由式(13)得初、次级线圈匝数Np =37.7 匝;由式(14)得次级线圈匝数Ns=24 匝。本篇文章对计算比较困难的新手来说很有帮助。主要对反激式电压的公式进行了确定。并且根据MOS管的最大通导时间进行了各种算法的实际计算。从本篇文章当中可以看出，如果要完成一个完整的电路，需要解决EMC、泄放回路的计算、输出滤波设计等一系列的问题。相关阅读：
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