一种LED串的DCM升压转换器的设计
品慧电子讯本DCM升压转换器设计先将使用基于所研究转换器之输出电流表达式的简化方法。然后将深入研究应用方案，验证测量精度，并与理论推导进行比较，最终验证了本方案的实用性。 固定频率升压转换器非常适合于以恒流模式驱动LED串。这种转换器采用不连续导电模式(DCM)工作，能够有效地用于快速调光操作，提供比采用连续导电模式(CCM)工作的竞争器件更优异的瞬态响应。当LED导通时，DCM工作能够提供快速的瞬态性能，为输出电容重新充电，因而将LED的模拟调光降至最低。为了恰当地稳定DCM升压转换器，存在着小信号模型。然而，驱动LED的升压转换器的交流分析，跟使用标准电阻型负载的升压转换器的交流分析不同。由于串联二极管要求直流和交流负载条件，在推导最终的传递函数时必须非常审慎。 第1部分：驱动LED串的DCM升压转换器的理论 1 驱动LED串以发光的升压转换器 图1显示了驱动LED串的恒定频率峰值电流工作模式升压转换器的简化电路图。输出电流被感测电阻Rsense持续监测。相应的输出电压施加在控制电路上，持续调节电源开关的导通时间，以提供恒定的LED电流Iout.这就是受控的输出变量。
图1：LED串以发光的升压转换器 发光时， LED串会在LED连接的两端产生电压。这电压取决于跟各个LED技术相关的阈值电压VT0及其动态阻抗rd.因此，LED串两端的总压降就是各LED阈值电压之和VZ，而而动态阻抗rLEDs表示的是LED串联动态阻抗之和。图2显示的是采用的等效电路。您可以自己来对LED串压降及其总动态阻抗进行特征描述。为了测量起见，将LED串电流偏置至其额定电流IF1.一旦LED达到热稳定，就测量LED串两端的总压降Vf1.将电流改变为稍低值IF2并测量新的压降VF2.根据这些值，您可计算出总动态阻抗，即：
“齐纳”电压约等于LED串电压VF1减去rLEDs与测量点电流之积：
图2：LED采用串联连接 12345下一页>需对它们的阈值电压进行累加；而总动态阻抗是串联连接的各个LED动态阻抗之和。回头再看图1，LED串与感测电阻Rsense串联。总交流(ac)阻抗因此就是两者之和：
图3是大幅简化的等效直流(dc)电路图。直流输出电压Vout等于输出电流Iout与电阻Rac之积再加齐纳电压，在交流条件下，由于齐纳电压恒定，故上述等式可简化为：
图3：直流简化电路图 2 简化模型 电流源实际上指的是从输入电源获得并无损耗地传输到输出的电流。电流源可以被控制电压Vc向上或向下调节，而Vc逐周期设定电感峰值电流。控制器通过升压转换器开关电流感测电阻Ri来观测电感峰值电流，并以此工作。当Ri两端电压与控制电压匹配时，电源开关就被指示关闭。如果我们现在来考虑交流电路图，就要考虑电容及其寄生元件，如图4所示。
图4：交流模型使用跟电容模型相关的总阻抗Rac <上一页12345下一页>在存在补偿斜坡的情况下，控制电压不再是固定的直流电压，而是斜率会影响最终峰值电流设定点的斜坡电压。图5显示了最终波形。到达峰值电流值的时间比不存在斜坡的情况下更快，就好像我们会人为增加电流控制感测电阻Ri一样。它有降低电流控制环路增益及降低连续导电模式(CCM)下两个极点的作用。当转换器过渡到DCM时，仍然存在斜坡，必须予以顾及。
图5：由于补偿斜坡的缘故，峰值电流并不等于控制电压除以Rsense 3 完整交流模型 既然我们已经推导出所有系数，我们就可以更新原先图4中中所示的模型。更新的电路图如图6示。R1对应于等式(20)中的系数，并可推导出与输出电压调制直接成正比的电流。 
图6：交流模型图 4 应用脉宽调制(PWM)进行调光控制 我们将使用下面的值来检验我们的计算。这是一款DCM升压转换器，为22V压降的LED串提供恒定功率
图7：平均模型帮助验证工作偏置点及交流响应
图8：波特图确认了直流增益及极点位置<上一页12345下一页>第2部分：LED调光控制系统的实际应用方案与验证 1 LED调光控制系统电路图 高亮度白光LED的模拟调光会产生色偏。PWM数字调光控制是预防色偏的首选调光方法，因为发光强度将是平均流明强度。PWM导通周期期间的LED电流幅值与调光比为独立互不影响。 图12代表的是汽车应用LED调光控制系统，其在关闭模式下静态电流消耗低于10 A.它采用安森美半导体的NCV887300 1 MHz非同步升压控制器，此器件以恒定频率不连续峰值电流模式工作。负载包含一串共10颗的串联Nichia NSSW157-AT[2]白光高亮度LED.相应的电路板如图13所示。
图12：用了NCV887300的LED PWM调光控制电路
图13：NCV887300 LED演示电路板 <上一页12345下一页>
2 LED交流动态阻抗特性鉴定 根据制造商数据表中在特定工作条件下测得的特征曲线，可以近似得出LED动态阻抗。系统具体热工作条件可能大不相同。第1部分的文章中介绍了系统LED动态阻抗的系统级方法，这方法对器件进行了系统级热条件下的特性鉴定。就第2部分的文章而言，我们使用频率响应分析仪，在100% PWM占空比的热稳定工作条件下，测量电路内的电流感测电阻、PWM FET阻抗及累积串联动态阻抗见下图14。
图14：电流感测反馈网络的电路内小信号响应 3 系统性能测试 图12中所示的LED调光电路的1000：1 200 Hz PWM调光工作波形如图15所示。VC波形上有少许补偿电容电压放电，这是Q9双向开关响应时间与透过D19的PWM钳位激活之间的竞争条件产生的结果。电阻R29被引入，与钳位二极管D19串联连接，以限制补偿网络电荷耗尽。VFB波形维持想要的数字波形及幅值(无模拟调光)。 PWM信号指令转为低态后出现额外短路持续时间GDRV波形(第6个脉冲)，这是NCV887300内部逻辑传播延迟响应时间的结果。此额外脉冲的能量有利于帮助维持输出升压电容中的电荷，因为它补偿了深度PWM调光工作模式期间的某些寄生漏电流能量损耗。
图15：1000：1 200 Hz深度调光工作 第三部分：结论 本方案分两部分进行，第1部分介绍的驱动LED串的DCM升压转换器的理论小信号响应等式；在第2部分中有效地应用于分析LED PWM调光电路。方案中探讨了200 Hz 1000：1深度调光能力的实际层面问题。最后运用仿真和测量结果，与忽略相位误差的情况进行比较得到1000：1 200 Hz PWM工作波形显示出了极佳的工作性能。从而也证实了本方案的实用性。<上一页12345
