交错式升压技术如何大幅减少电路应力

品慧电子讯高功率升压转换器的需求是由众多工业和汽车应用所推动，其中许多应用使用12 V输入电压，但却需要更高的非隔离式输出电压，此时升压转换架构就是常被选用的一种技术。本文将以一个输入电压为12V，输出为37V@7A的例子讨论电磁线圈驱动器的电源供应架构选择。

图题：交错式升压技术如何大幅减少电路应力

由于电感器的伏秒乘积在这两种开关状态下必须保持相等，也就是ton×Vin必须等于toff×Voff，因此电感的逆向电压就成为FET导通时间，或是负载週期的函数；改变开关的负载週期就能控制输出电压的大小，其值可由Vout =Vin/（1-d）简单公式计算。此公式只在连续导通模式（continuous conduction mode）中有效，而该模式的定义则是电感电流在所有时间都为正值。

如表2所示，在双相位升压电路中，每个相位的工作方式都很像前述的单相位升压转换器。这两个转换器会以反相180度的方式动作，使得输入和输出电容的涟波电流互相抵消；藉由这种方式，设计人员就能选择性地减少零件数目，或者使用与单相位设计相同的零件数目，但是提高电路的工作效能。交错式升压设计会强迫两个功率级共同提供输出电流，使得电源输出由它们平均分担；另一方面，如果工程师不採用这种设计，其中一个功率级的电流输出就会远大于另一个功率级，使得塬有的涟波消除优点化为乌有。

交错式电路设计实务

表3是单相位升压电路中，输入电容C1的涟波电流，它的波形和电感电流的波形完全相同，只是不含直流成份。从中可以看出Q1导通时，电流会朝正的方向逐渐增加，负载週期比则约等于前述负载週期公式所定义的0.67。双相位电路的设计理念是让工作效能达到单相位设计的水準，同时减少所需的功率零件数目。交错式设计可以减少输入电容的涟波电流，此优点可从表4看出，因为两个功率级的动作相差180度，所以它能将涟波电流的峰至峰值减少一半。由于交错式升压电路的有效输入涟波电流基本上就等于单相位设计的输入涟波电流，因此双相位设计的个别相位涟波电流可以是单相位设计的两倍。

在交错式设计中，各个功率级的工作频率和单相位设计完全相同，都是100KHz，但由于涟波抵消作用的影响，它的有效输入和输出涟波会变成200 KHz。因此在计算双相位设计的电感值时，使用的频率虽和单相位设计完全相同，但所能允许的涟波幅度却会增加一倍，使得设计所需的电感值得以减少一半。值得注意的是，在双相位设计中，输入电容的有效涟波电流大约等于单相位设计，因此这两种设计会使用同样数量的输入电容。

就像输入电容一样，交错式设计的输出电容也能享受同样的好处。表5是单相位设计的输出电容涟波电流，当FET导通时，该电容会提供所有的输出电流（- 7A，电流从C2流出）；当FET截止时，会有相当于Iout×d/（1-d），也就是+14A的电流流入输出电容，并对它进行重新充电。电感的斜率可由波形上端看出，但它不会造成总均方根值电流增加。若设计决定採用铝电解质的输出电容，则由于其电容值远超过输出涟波电压的要求，所以它们的数目将由个别涟波电流的额定值决定。表5电流波形的均方根值约为Ipp×√（d×（1-d）），在本设计中这等于10Arms。表8所示的单相位测试电路需要12个输出电容，才能满足总涟波电流的额定值要求。

表6是交错式升压设计中，个别输出电容的电流值以及它们的总和，在不考虑电感斜率的情形下，相位A和B的峰至峰电流振幅会等于单相位设计的一半，这是因为其频率和截止时间的负载週期都是单相位设计的两倍。在表6中，综合电流或总电流的均方根值为5Arms，因此设计只需要半数的输出电容，就能让电压涟波等于单相位设计的电压涟波。

表7是不同负载週期下的涟波电流抵消效果，垂直线则代表工作点的负载週期，从中可以看出在此负载週期下，交错式升压设计的均方根值电流等于单相位设计的一半。值得注意的是，50%的负载週期可以提供完全抵消的效果，使得输出涟波电流等于零；另一方面，输出涟波电压在该工作点上将变得非常小。

表8和表9是单相位和交错式升压转换器的完整设计，从单相位设计可以看出，它是利用一颗在电压模式下工作的BiCMOS低功耗电流模式PWM控制器（TI 的UCC38C43）来同时驱动两颗MOSFET电晶体—由于升压功率级的电流很大，所以需要两颗MOSFET。此处还使用一组萧特基整流器，这是因为将电流分给两个整流器的做法并不实际。由于升压转换器无法在短路时限制输出电流的大小，所以这裡还使用TPS2490热插换控制器和过电流保护电路，我们在实验过程中发现这种设计可于电流过大时将电流切断。为了将温度升幅保持在可接受範围内，我们总共用了3组散热片。

表8的交错式设计则使用UCC38220，它是内建可程式最大负载週期的双通道交错式PWM控制器，可将电流均分给两个功率级。为了感测电流大小，设计使用了一个体积小而低成本的电流感测变压器，并将它连接至Q5和Q7的汲极接脚。电流感测讯号首先会被滤波，再送到UCC28220的电流感测输入接脚，这颗元件会将电流平均分给两个相位；由于交错式设计的电流是由两个相位共同平分，所以设计中使用了两组萧特基整流器。电流的降低让二极体不必再安装散热片，于是零件数目和组装成本都会减少。

图1是这两种设计完成组装后的电路，我们将其置于同一张电路板以方便比较。单相位设计（上半部）大约需要18平方英吋的电路板面积，交错式设计（下半部）则会佔用14平方英吋。

两种设计的电路面积差异主要来自输入电感和输出电容，单相位设计还需要第3组散热片帮助输出二极体散热，交错式设计的二极体则是透过所连接的电路板散热。另外，如表11所示，交错式设计因为使用较小的电感，所以最大高度会小于单相位设计。

设计的比较

为了比较这两种设计，我们执行了多项测试，包括转换效率、输入和输出涟波电压以及暂态负载效应；我们发现在绝大多数情形下，双相位设计的表现都胜过单相位设计。

表10是这两种设计的效率比较，它们都能达到91%的效率目标，然而在最大负载条件下，双相位设计的效率会高出2%，虽然这看起来并不显眼，但若比较两种电源供应的热功耗，就会发现其中差别很大。单相位设计会消耗23W的功率，双相位设计只有16W，这相当于将热功耗减少3成，因此显然会对散热片的选择以及热功耗设计造成影响。

在表10中，效率曲线的形状也值得注意，特别是单相位设计的效率曲线，它的最大值出现较早，然后就开始快速下降，这是因为导通损失剧增所产生的特性。两种设计的主要区别在于电感、升压二极体、输出电容和电路板的功耗，表11比较了这两种设计对于电感规格和效能的要求。如前所述，双相位设计所需要的电感值远小于单相位设计，每颗电感的电流也只有单相位设计的一半。电感的体积是由其电能储存需求和温度升幅决定，电能储存需求可由1/2 × L × I2计算，从表11可以发现单相位设计的储存电能是双相位设计的5倍。

这表示我们若要让两种电感的温度升幅保持相同，单相位设计的电感就必须拥有5倍的体积。在这个範例中，我们认为与其保持同样的能量密度，不如允许较大的温度升幅；我们採用损耗较大的电感因而牺牲了单相位设计部份效率，这使得单相位设计大约多出5W的功耗。在这两种设计的功耗差异中，约有1W来自于电容，每颗输出电容的涟波电流约会产生100mW的功耗，单相位设计所需要的电容数目约比双相位设计多出6颗。双相位设计的功率级必须使用两颗二极体，分别承担总电流的一半，因此它们的电压降较低，使得总功耗约减少1W。

表12是输入和输出电压涟波的量测结果，其中左边是单相位设计的波形，右边则是交错式设计的波形。上半部是输出涟波的电压波形，我们可以从波形看出几项重点。涟波电压主要由电感电流通过输出电容的等效串联电阻所产生，右边的波形显示交错式设计会提高涟波的频率。在左边，由于单相位设计使用较大的电感值，所以涟波的顶端显得相当平坦，右边波形的下降幅度比较大，因为开关电晶体截止导通时，电感的电流会有较大幅度的变动。下面的波形也证明若採用双相位设计，输入涟波电压的频率也会变得较高。

表13是两种设计的迴路增益—虽然它并不能算是一对一的比较。单相位设计使用电压模式控制，其缺点是必须补偿两个复数极点和一个右半面零点（right half plane zero），因此设计只能达到1 kHz的迴路频宽。双相位设计需要电流感测来实现两个相位之间的电流平衡，所以电流模式控制的实作变得非常容易。电流模式控制的补偿比较简单，因为它只有一个极点和一个右半面零点，并能提供将近4kHz的较大频宽。

表14是这两种设计的时域效能，每种设计的负载都是由1～7个放大器推动，然后再量测输出电压。两种设计都能达到±1%的负载稳压精确度，但是单相位设计的表现略胜一筹，因为它使用了较多的输出电容。

缩小交错式升压设计的体积 可提升效率

和降压稳压器一样，交错式升压设计的效能也胜过单相位设计，例如从表15即可看出，交错式升压设计的体积更小，效率更高，这是因为它能减少输入和输出电容的涟波电流，使得设计的成本和热功耗都更小；它还能减少电感的电能储存要求，这表示电感磁线圈的体积、高度和热功耗都会降低。在这个例子裡，多相位设计可以减少3成功耗，同时将热量分散至较大的电路板面积，进而让设计拥有更好的热功耗管理能力。多相位设计必须量测和平衡每个相位的电流大小，因此它确实会增加电路的复杂性，这从控制零件数目的比较就能够看出。