利用分立元器件搭构的反激式DC/DC变换的拓扑

品慧电子讯由于反激变换器的电路拓扑简单，输出与输入电气隔离，能高效提供多组直流输出，升降压范围宽，因此在中小功率场合得到广泛应用。本文利用反激变换器的特点，设计了利用分立元器件搭构的驱动控制电路，驱动反激变换器，为日后的集成化作准备。

驱动控制电路拓扑

图1中，V8为振荡电路产生的振荡脉冲，其占空比为50％，由该脉冲决定开关器件的工作频率。V1为原边电流采样电阻上的压降，V2为输出电压的反馈值，V3是用于驱动开关管的信号。V2经过PI调节器进行误差放大后输入到比较器的反向端，与输入到比较器同向端的经过误差放大后的V1值进行比较，从而决定V3的脉宽大小。逻辑电路产生的信号经过输出级后用来驱动MOSFET的开通和关断，该信号（V3）的占空比与输出电压的反馈值V2成反比，实现电压反馈式的控制环，同时，该信号的占空比还与输入的直流电压值成反比，以实现电路的前馈控制。V3信号由经过放大后的原边电流的采样电阻上的电压值和经过PI调节器的输出电压的反馈值共同来控制。图2为各个反馈信号的误差放大值、振荡脉冲V8以及MOSFET的驱动信号V3波形。图2中1）为振荡脉冲V8的波形，2）为驱动信号V3的波形，3）、4）为电压反馈和电流反馈值经过误差放大后的波形（V2和V1的波形）。

图1：PWM逻辑电路及输出电路

由图2可知，当反馈电流的误差放大值V1大于反馈电压的误差值V2时，比较器就输出高电平，驱动信号变成低电平，使MOSFET管关断，直到下一个振荡脉冲到来，MOSFET管才开通，因而可以看出，该电路采用的是电流的峰值控制。

图2 ：PWM波形图

图3为启动电路图。

图3 ：启动电路图

该启动电路由双极性晶体管Q1，稳压二极管D1,D3和二极管D2以及电容C1构成。在电路启动的初期，输入的直流电源通过双极性晶体管Q1给电容C1充电，使电路开始工作。等到反馈的电压值Feedback比电路中的稳压二极管D1的稳压值大时，双极性晶体管Q1被关断，该电路停止工作。PWM比较器的工作电压由Feedback信号提供。这种电路的优点是可以有效地减小损耗，而很多国外产品的启动电路是由大电阻和电容构成，因而在电阻上将会有一定的损耗。

在图1的驱动控制电路中，我们还可以看到，该电路有逐周电流检测功能。逐周的峰值漏极电流限制电路以原边电流的采样电阻作为检测电阻。器件内部的PI调节器的输出值设有＋5V的电压限制，而采样电阻上的电压值放大5倍后与PI调节器的输出值进行比较，故设计电路时就可以精确地计算出电流峰值，通过选定采样电阻值和原副边的匝数比来进行电流限制。当MOSFET的漏极电流太大使采样电阻上的压降放大后超过＋5V的阈值时，MOSFET就会被关断，直到下一个时钟周期开始。

动态性能试验

1）负载变化时输出电压的动态特性

当负载变化时，输出电压也在瞬间变化，然后反馈到控制引脚，器件内部的控制电路就会做出相应的调整，改变MOSFET器件开关的占空比，以实现输出电压稳定的目的。

图4（a）是负载变小时输出电压波形的变化情况。负载变小，输出电压变大，导致电压反馈的误差放大值变小，脉宽调制器的输出波形的占空比变小，使输出电压变小，最终使输出电压趋向于稳定值。此时，输出电压的反馈值为＋5V。

图4（b）是负载变大时的输出电压波形。同理，可以分析出输出电压的变化过程。

图4：负载变化时输出电压的动态特性图

在同一个输入电压不同负载情况下MOSFET器件的uDS的波形如图5所示。

图5：负载变化时开关管的uds波形

图5上半部分是负载为40Ω时的波形，图5下半部分是负载为30Ω时的波形。由图5可知，在不同负载下，MOSFET器件开关的占空比是不相同的，负载大则MOSFET器件的导通时间长。

2）输入电压变化时输出电压的动态特性

当输入电压发生变化时，输出电压也会在瞬间随着发生变化，由于输入电压的变化直接导致输入电流的变化，在电流采样电阻上的压降的上升斜率随着变化，可以直接导致输出占空比的改变，同时，输出电压的反馈环节同样起着调节作用。图6为输入电压变化时输出电压的变化情况。

图6（a）为输入电压由200V减小到150V时的输出电压的波形。从图中可以看出，经过短暂的时间调整后，输出电压重新趋向于稳定值，并且输出电压的变化非常小。

图6（b）为输入电压由150V变到200V时的输出电压波形。

图6 ：输入电压变化时输出电压的动态特性

本文在给出反激电路拓扑的基础上，通过实际的分立元器件搭构实现该拓扑。给出多组试验波形，以此分析了驱动控制电路的特点以及工作性能。试验证明，这种电路控制方法简洁，性能优良。该电路不仅可以应用于反激式电路，也可以应用于正激式和其它DC/DC电路中。由于所有元器件由分立元器件搭构，这就为将来的集成化，以至最终研制芯片提供了基础，验证了可行性。