关于开关电源中电流反馈控制模式的探讨

品慧电子讯PWM型开关稳压电源的基本工作原理就是在输入电压、内部元器件参数、外接负载等因素发生变化时，通过检测被控制信号与基准信号的差值，利用差值调节主电路功率开关器件的导通脉冲宽度，从而改变输出电压的平均值，使得开关电源的输出电压保持稳定。

以开关电源中的降压型变换为例（其它类型如正激型、推挽型等，均可由降压型派生得到），图1表示了该变换器的主电路的基本拓扑结构。

图1：降压型开关电源

根据选用不同的PWM控制模式，图1电路中的输入电压Uin、输出电压Uo、开关功率器件电流(可从A点采样)、输出电感电流(可从B或C点采样)均可作为控制信号，用于完成稳压调节过程。目前在开关电源中广泛使用的控制方式是通过对输出电压或电流(功率开关器件或输出电感上流过的电流)进行采样，即形成2类控制方式：电压控制模式与电流控制模式。

电流控制模式的工作原理

图2为检测输出电感电流的电流型控制的基本原理框图。它的主要特点是：将采样得到的电感电流直接反馈去控制功率开关的占空比，使功率开关的峰值电流直接跟随电压反馈电路中误差放大器输出的信号。从图2中可以看出,与单一闭环的电压控制模式相比,电流模式控制是双闭环控制系统，外环由输出电压反馈电路形成，内环由互感器采样输出电感电流形成。在该双环控制中，由电压外环控制电流内环，即内环电流在每一开关周期内上升，直至达到电压外环设定的误差电压阈值。电流内环是瞬时快速进行逐个脉冲比较工作的，并且监测输出电感电流的动态变化，电压外环只负责控制输出电压。因此电流型控制模式具有比起电压型控制模式大得多的带宽。

图2：检测输出电感电流的电流型控制原理框图

实际电路以单端正激型电源为例，如图3所示。误差电压信号Ue送至PWM比较器后，并不是像电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜波比较调宽，而是与一个变化的、峰值代表功率开关上的电流信号(由Rs上采样得到)的三角状波形信号(电感电流不连续)或矩形波上端叠加三角波合成波形信号(电感电流连续)比较，然后得到PWM脉冲关断时刻。在电路中，电流的采样通常使用一只在MOSFET源极与地之间串联的电阻完成，有时为了提高效率，也可通过在MOSFET源极上接一只电流互感器获得电流采样信号。图4为各相关点的波形。

图3电路稳压原理可以简述如下：当输入电压变化时，由于变压器的初级电流上升率发生变化，即Ur波形上端的三角波部分的斜率变化，导致Ur与Ue相交的时间提前或滞后，从而使输出脉冲宽度变化，达到输出电压值的稳定；而当负载发生变化时，Ur与Ue同时变大或变小，使得电感电流对输出滤波电容的充电电流发生变化，以保持输出电压稳定。

电流型控制的优缺点

电流型控制模式的优点

1)线性调整率（电压调整率）非常好，这是因为输入电压的变化立即反映为电感电流的变化，无须经过误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度，再加上输出电压到误差放大器的控制，使得电压调整率更好。由于对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应快，故适合于负载快速变化时对响应速度要求较高的场所。

2)虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流内环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电感电流发生变化。即误差电压决定电感电流上升的程度，进而决定功率开关的占空比。因此，可看作是一个电流源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度得以提高并且改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。

3)在推挽型和全桥型开关电源中，由于2个开关器件本身的压降和开关延迟时间不一定完全一致等原因，容易引起变压器的直流偏磁。采用电流型控制，由于峰值电感电流提供自动的磁通平衡功能，可以有效地减少或消除直流偏磁，避免了变压器的磁饱和。

4)具有瞬时峰值电流限流功能，这是由于受控的电流在上升到设定值时，会使PWM停止输出，因此电流型自身具有固有的逐个脉冲限流功能，在电路中不必另外附加限流保护电路；而且这种峰值电感电流检测技术可以较精确地限制最大电流，从而使开关电源中的功率变压器和开关管不必有较大的冗余，就能保证可靠工作。

5）使用电流型控制，简化了反馈控制补偿网络、负载限流、磁通平衡等电路的设计，减少了元器件的数量和成本，这对提高开关电源的功率密度，实现小型化，模块化具有重要的意义。

电流型控制模式的缺点

1)占空比大于50％时系统可能出现不稳定性，可能会产生次谐波振荡；另外，在电路拓扑结构选择上也有局限，在升压型和降压－升压型电路中，由于储能电感不在输出端，存在峰值电流与平均电流的误差。

2)对噪声敏感，抗噪声性差。因为电感处于连续储能电流状态，开关器件的电流信号的上升斜坡斜率通常较小，电流信号上的较小的噪声就很容易使得控制误动作，改变关断时刻，使系统进入次谐波振荡。

图3：单端正激式开关电源

图4：单端正激式电路各相关点波形

图5：D<0.5时的波形

图6：D>0.5时的波形

图7：D>0.5时加斜波补偿后的波形

3)在要求输入／输出隔离的电路类型中，对隔离变压器的设计要求较高。例如在单端正激式电路中，为保证从开关管上取样的电流斜波具有一定的斜率，要求变压器初级的电感量较小，但这样会使励磁电流增加，效率下降。因此需要协调好二者的关系。

4）电流型控制不大适合于半桥型开关电源。这是因为在半桥式电路中，通过桥臂2只电容的放电维持变压器初级绕组的伏－秒平衡；当电流型控制通过改变占空比而纠正伏－秒不平衡时，会导致这2只电容放电不平衡，使电容分压偏离中心点，然而电流型控制在此情况下试图进一步改变占空比，使电容分压更加偏离中心点，形成恶性循环。

电流型控制模式中的斜波补偿

电流型控制存在问题的改善

针对电流型控制中的主要缺点，目前许多电流型控制PWM芯片均提供了斜波补偿功能，它可以有效改善电流型控制中存在的以下几个问题：

1）开环不稳定性电流型电源的占空比大于50％时，就存在电流控制内环工作不稳定的问题。如果给电流控制内环增加一个斜波补偿信号，则变换器可以在任何脉冲占空比情况下正常工作。斜波补偿工作原理如下所述。

图5表示了由误差电压Ue控制的电流型变换器的波形，假如由于某种原因,产生一个拢动电流ΔI加至电感电流IL，当占空比<0.5时，从图5所示可以看出这个拢动ΔI将随时间的变化而减小；但当占空比>0.5时，这个拢动将随时间增加而增加，如图6所示。扰动量的增加可能会导致电路工作的不稳定，产生次谐波振荡。扰动量的变化可用数学表达式表示为：


2）减小峰值电感电流与平均电流的误差电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。因为峰值电流(流过功率开关或电感上)在实际电路中容易进行采样，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但是，电感电流与输出平均电流之间存在一定的误差，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同的峰值电感电流可以对应不同的平均电感电流，如图8所示。

而平均电感电流是唯一决定输出电压大小的因素。与消除次谐波振荡的方法类似，利用斜波补偿可以去除不同占空比对平均电感电流大小的影响，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流，如图9所示。

图8：不同占空比时，相同峰值电感电流对应的平均电感电流

图9：利用斜波补偿消除不同占空比对平均电感电流的影响

(a)斜波补偿加至2端

(b)斜波补偿加至3端
图10：利用UC1824/43的2种斜波补偿方法

3）提高电流检测精度由于在电流型控制中依靠对电感电流上升斜波的检测完成控制，所以若电流变化率较大，可以提供较好的抗噪声干扰能力和为电流比较器提供较好的信号电平。而采用斜波补偿的方法，等于人为地改善了电感电流上升斜率，使其具有类似于电压控制模式抗噪声裕度较大的优点。

电流型控制的斜波补偿实例

美国UNITRODE公司生产的电流型PWM控制芯片UC1842/43，具有外电路简单，成本较低等优点。关于它的电性能与典型应用这里不再赘述，只简单介绍一下进行斜波补偿的方法。图10说明了UC1842/43的2种斜波补偿方法：

第一种如图10（a）所示，从斜波端（即脚4振荡器输出端）接一个电阻R1至误差放大器反相输入端（脚2），于是误差放大器输出呈斜波状，再与采样电流比较。第二种方法如图10(b)所示，它从斜波端（脚4）接一电阻R2至电流采样比较器正端（脚3），这时将在Rs上的感应电压上增加斜波的斜率，再与平滑的误差电压进行比较。用这2种方法，均能有效地改善电源的噪声特性。

本文较为详细地论述了电流型控制模式的基本原理，优缺点，并且系统地分析了电流型控制中如何利用斜波补偿来消除或减小电流型控制带来的问题，对于电流型开关电源的选择，设计和优化具有一定的参考价值。