改造低频ISM发送器使其支持高频应用
中心议题：
- 探究改造低频ISM发送器使其支持高频应用
- 采用434MHz匹配网络拓扑
- 采用具有更低相位噪声的设计
引言
低频（300MHz至450MHz） ISM RF发送器已广泛用于欧洲434MHz市场，这也是美国260MHz至470MHz频段的重要频点。本文介绍了如何使用现有的低频段RF IC构建868MHz发送器，以支持欧洲868MHz至870MHz免授权频段应用。
本文重点讨论了一系列测试，分析采用一个或多个设计用于300MHz至450MHz ISM频段的RF发送器在868MHz频率下所能提供的发射功率。
理论挑战
对于大多数低频ISM发射器，其开关功率放大器（PA）产生的二次谐波仅比基波频率低3dB.如果允许牺牲部分效率和功率性能，是否可以采用设计用于434MHz的IC来构建868MHz ASK发送器呢？由于相位噪声密度仅仅满足欧洲电信标准协会（ETSI）对于欧洲434MHz免授权波段的带外辐射标准要求，该相位噪声密度无法满足868MHz频段更为严格的要求。但这并不意味着设计868MHz ASK发送器没有任何价值。一些用户可能只需要很低的发射功率，或者只需对低频段IC的振荡器进行一些修改，并不需要进行全新的设计。
开关功率放大器的RF频谱
大多数低频ISM RF发送器中，开关功率放大器会产生占空比为0.25的周期脉冲，该脉冲序列的周期即为载波周期。理论上，脉冲序列的频谱是一组位于载频整数倍频点、以均匀间隔排列的谱线。每条谱线的幅度由函数sinc （sinx/x）加权，其中在4倍载频的整数倍频点处，幅度为零。图1给出了434MHz载波频谱的前六次谐波。868MHz分量（二次谐波）仅比基频434MHz低3dB.事实上，电路中的开关放大器只是驱动一个调谐电路，而电路特性主要取决于对基频谐波的抑制能力。如果调谐电路具有相对较宽的频带，那么它在868MHz处的辐射功率与基频功率的差值就会小于3dB.
图1. 434MHz频点处，25%占空比RF脉冲的基波与谐波理论功率
将MAX7044EVKIT的谐波滤波器去掉，同时将偏置电感更改为62nH （这个值与2pF至2.5pF的寄生电容产生谐振），可以在此评估板上验证3dB的差异。由L-C组成的谐振电路具有较宽的频带。因此，当功率放大器输出直接连接到50Ω负载时，不会大幅衰减868MHz处的谐波。图2所示为频谱分析仪在434MHz和868MHz频点的显示结果。868MHz分量比434MHz分量低3.5dB,这说明谐振电路衰减了0.5dB.
下一步是修改匹配网络以增强868MHz二次谐波，并衰减434MHz基频。
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修改天线匹配电路以支持868MHz系统
434MHz匹配网络拓扑
利用已有的434MHz频段拓扑结构对MAX7044EVKIT进行修改，使其支持868MHz频点应用。所有ISM RF发送器评估板的匹配网络在300MHz至450MHz频段具有相同的拓扑结构，如图3所示。图中器件标号与MAX7044EVKIT评估板标示相同。
图3. MAX7044EVKIT的匹配网络和器件标号
采用这种拓扑结构时，有多种方法可以将电路匹配至50Ω负载。最直接的方法是将C2-L3-C6的π型网络配置为50Ω低通滤波器来抑制谐波。然后，使用C1-L1组成的"L"型窄带阻抗变换网络将50Ω变换到高阻。除了280MHz至450MHz、可编程发送器MAX7044和MAX7060外，所有Maxim ISM RF低频段发送器在驱动125Ω至250Ω负载时的功效是最高的。MAX7044在低频驱动50Ω至60Ω负载时具有最高发射功率（2.7V供电时为13dBm）。增大发送器功率放大器输出端的阻抗，可以降低发射功率和供电电流。正常工作在低频时，选择电感和电容用于匹配功率放大器在设计频率下要求的阻抗。对于MAX7044EVKIT,LC网络在433.92MHz时能够很好地匹配在50Ω负载。
以下实验的目的是改变433.92MHz评估板的匹配网络（使其在868MHz下能够很好地匹配），同时降低其在434MHz频点的发射功率。
功率放大器输出电路调谐至868MHz
设计868MHz频率下的匹配电路，第一步是尝试可行的、最简单的匹配方案，即功率放大器输出端连接至50Ω电阻的868MHz谐振电路。这种方式用于产生图1中的基线频谱。然而，这种情况下，偏置电感与功率放大器引脚的寄生电容谐振工作在868MHz （而不是434MHz）。如配置为图4所示原理图，MAX7044EVKIT功率放大器偏置电感需由62nH （434MHz谐振电路）改为16nH （868MHz谐振电路）。另外，移除π型网络中的并联电容，将串联电感替换为0Ω电阻。最后，将π型网络与偏置电感之间的串联电容C1改为47pF,作为868MHz的隔直电容。
下面列出了434MHz基频及前4次谐波的功率测量值。图5给出了434MHz和868MHz处的频谱分量，频率值四舍五入至最接近的1MHz内。
VDD = 2.7V,I = 16.83mA,IPLL = 2.06mA,IPA = I –IPLL = 14.77mA
P（434MHz） = +9.0dBm
P（868MHz） = +8.65dBm
P（1302MHz） = +4.5dBm
P（1736MHz） = -3.0dBm
功率放大器总效率（全部四个频点的功率/（VDD × IPA）） = 46.6%
868MHz频点处功率放大器的效率 = 18.4%.
由于868MHz谐振电路的带宽比434MHz谐振电路的带宽窄（寄生电容相同，因而电感为原来的四分之一），这样能够充分抑制434MHz处的基频，使得基频和二次谐波的功率大小几乎相等。谐振电路的这种简单修改将868MHz与434MHz处的功率比改善了将近3dB.
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868MHz频点下的高通匹配
接下来，将低通π型网络改为高通网络，进一步衰减434MHz分量。16nH功率放大器偏置电感和串联电容（47pF）保持不变，π型网络（通常用作低通滤波器，抑制高次谐波）更改为简单的高通L型网络，从而将天线连接器处的50Ω阻抗转换为功率放大器输出端的200Ω。在此选用更为简单的L型网络替代完整的π型网络，可以最大程度地减少对元件的改动，保证可行性。由于采用L型网络后功率放大器输出端的等效阻抗为200Ω （而不是50Ω），其发射功率的电流损耗低于50Ω负载时的电流。
图6. 高通L型阻抗转换网络
VDD = 2.7V,IDC = 18.1mA,IPLL = 2.06mA,IPA = IDC – IPLL = 16.04mA
P（434MHz） = +2.5dBm
P（868MHz） = +11.2dBm
P（1302MHz） = +4.0dBm
P（1736MHz） = -3.2dBm
总效率（全部四个频点） = 41.5%
868MHz频点处的效率 = 30.4%.
高通L型匹配网络进一步衰减了434MHz分量，将868MHz分量的效率大幅提升至30.5%.这意味着对现有匹配网络做少许改动，即可使868MHz信号在50Ω天线处产生大于10dBm的发射功率。
匹配网络简单改动的总结
减小MAX7044EVKIT的偏置电感值，与IC和电路板电容共同构成868MHz谐振电路。这样使得434MHz和868MHz频点处的功率大小相同。采用简单的高通L型匹配网络替换谐波滤波器，将868MHz与434MHz的功率比提升9dB,使得868MHz成为主发射频率。虽然在功效上有少许损耗，但是电路仍然能够发射功率大于10dBm的868MHz信号。此外，还可对电路做更多的修改，以进一步提高868MHz与434MHz基频和高次谐波的功率比。
下一步工作的建议
上述简单的修改验证了通过更改外部元件可以显着提高发送器IC的二次谐波功率（相对于基频功率），同时还保持了较高的发射信号功率。这是一个很好的开端，但要发射符合868MHz欧洲免授权频段和美国915MHz频段要求的信号，还需要克服很多困难。
进一步提升868MHz分量
提高谐振电路的Q值（由偏置电感和功率放大器的对地电容组成），可以提高868MHz分量，具体可通过在功率放大器输出引脚增加一个对地电容、并且减小偏置电感来实现。在该实验中，偏置电感降至16nH,与电路板和IC上的寄生电容组成谐振电路。在保证每个元件的空载Q值不会显着影响整体效率的前提下，可以将电感进一步降至5nH至10nH范围，并将总旁路电容增大至约6pF.
在图6的C6位置增加一个并联电感构建高通π型网络，并调整电感值，可以改善高通L型匹配网络对434MHz的抑制性能。精心选择π型网络中的三个元件，可以使其对434MHz分量的抑制能力提高25dB或30dB,但是对于满足ETSI要求（如果868MHz发射信号功率为+10dBm,则所有杂散辐射均低于-36dBm）还差46dB.本文接下来将继续探讨改善抑制性能的建议方案。
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保证发送器效率
上述改动的重点是提高868MHz分量并抑制434MHz分量，但这些改动将功率放大器效率由50% （434MHz发射信号）降为30% （868MHz发射信号），后续的434MHz信号抑制方案可能还会进一步影响效率。在针对434MHz发射信号设计匹配网络的早期测试中可以发现，当434MHz匹配网络失谐时，直流电流损耗会随之增大。如果典型滤波器是通过降低频点处的匹配性能来抑制这些频率的话，很显然，这些测试中的电流损耗将进一步增大。那么，如何在不显着增大直流电流、降低效率的前提下改善434MHz的抑制性能呢？
双工器方案
双工器常用于双通道接收系统，用于连接公共接收天线和两个接收器，每个接收器调谐在不同频率。双工器在两个频率下均能够为天线提供很好的匹配。如果用功率放大器替换接收天线，则会提供独立的434MHz和868MHz通道。868MHz通道连接至发射天线，434MHz通道连接至电路板的阻性负载。这种配置与简单的868MHz滤波器相比有两个优势：434MHz分量能够很好地匹配（从而保持较低的电流损耗），并且434MHz信号发送给负载，没有辐射。如果868MHz端口的天线能够正确匹配并调谐，则会对434MHz发射信号产生显着的抑制。为进一步降低434MHz下的电源电流，可以对双工器方案进行修改，使434MHz频点的阻抗高于868MHz频率阻抗。
但是该方案有一个潜在缺陷：它假设信号源是一个带有50Ω负载的线性信号源。而功率放大器的开关放大器输出不是线性的。
重新审视开关放大器模型
图1所示的频谱是基于没有滤波的功率放大器输出结果，434MHz处的波形是占空比为25%的脉冲波。功率放大器输出在434MHz周期的25%时间内呈短路状态，当匹配网络适当调谐后，短路状态出现在434MHz正弦波的波谷。这样设计使得电流在最低电压（接近于0V或地电位）时"灌入"谐振电路。该开关波形的电路模型（通过阻性负载连接至谐振电路）直接决定了功率放大器的性能。但是，需要对该模型加以修改，以构建868MHz谐振电路。以便在不显着增大电源电流的前提下，通过868MHz电路抑制434MHz分量，这同时也解释了匹配网络与434MHz失谐时电流损耗增大的原因（与采用868MHz匹配网络的实验相比，电流损耗会增大10%至20%）。在434MHz的二次谐波可能存在本地电流最低点吗？
降低相位噪声
ETSI要求所有杂散发射信号的绝对功率须低于-36dBm,这不仅限制了谐波辐射，也对发送器的相位噪声提出了要求。在欧洲，434MHz免授权频段介于433.05MHz和43479MHz之间（该频段的中心频点为433.92MHz,这也解释了该频率得到广泛应用的原因）。带外频率的辐射功率不能高于-36dBm.靠近边带频率处，MAX7044的主要噪声分量是载频的相位噪声。MAX7044的相位噪声密度为-92dBc/Hz,其中"dBc"表示"低于载波的dB数".
根据ETSI的要求，杂散功率需使用准峰值检波器在100kHz带宽内进行测量，作为一个平均功率检测器，准峰值检波器对相位噪声也会进行相同的检波。在100kHz测量带宽与密度指标中的1Hz带宽之间增加一个50dB对数比，可以将100kHz带宽内的测量功率提升至-42dBc.如果被测功率限制在-36dBm,MAX7044在434MHz欧洲频段的发送功率可达+6dBm （最大值）。
在868MHz至870MHz频率范围，可用的最宽频带为868.0MHz至868.6MHz.发送器在该频带以外的平均辐射功率不能大于-36dBm.在100kHz带宽内测量带外功率，同在434MHz频率相同，只是带宽由1.74MH变为现在的600kHz,即868MHz时的带宽比434MHz时窄了几乎3倍。此外，434MHz的二次谐波（即868MHz）相位噪声密度随频率呈平方关系增长。这意味着868MHz时的相位噪声密度比434MHz时高6dB.MAX7044发射434MHz载波信号时，相位噪声密度在300kHz带宽下约为-89dBc/Hz,在868MHz时约为-83dBc/Hz.在100kHz带宽内，300kHz的平均功率成为[-83 + （10log10（100kHz））] = -33dBc,这将MAX7044在868MHz时的发射功率限制-3dBm以内。
MAX7044中的振荡器具有相对较高的相位噪声密度，这是由于设计需要将器件中的VCO频率调谐至300MHz至450MHz范围。这一相位噪声密度对于美国260MHz至470MHz免授权频率是可以接受的，因为对载频附近这些频率的杂散辐射要求没有欧洲那么严格。为了在868MHz欧洲频段的发射功率接近+10dBm,MAX7044中的VCO需要更改到更窄的频带，并采用具有更低相位噪声的设计，类似于L-C振荡器。
结论
对匹配网络进行简单的修改，可使434MHz开关放大器的886MHz发射功率高于434MHz发射功率。本文讨论了在MAX7044EVKIT配置868MHz谐振电路和高通L型阻抗变换网络，从而产生+11dBm的868MHz载波发射功率的方法。这种情况下，868MHz载波功率比434MHz基频功率高出近9dB.功率放大器在868MHz时的效率为30%.
为满足美国和欧洲标准对杂散辐射的限制要求，需要进一步对434MHz分量进行抑制。可以通过不同电路结构和模型改善对434MHz分量的抑制性能。对经典的双工器进行改造，将868MHz分量连接至天线，将434MHz分量连接至假负载。
对开关放大器模型中的调谐电路进行修改，得到一个优化的868MHz的匹配网络。修改VCO能够降低相位噪声密度，从而满足ETSI对868MHz频段杂散辐射的限制要求。
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