IGBT强驱动电路的设计及电流尖峰抑制方案
中心议题：
解决方案：
- 在门极增加稳压管、二极管、电容和电阻
根据脉冲渗碳电源要求，本文设计了一种具有高可靠性、信号传输无延迟、驱动能力强等特点的IGBT强驱动电路，详细分析了工作原理，并对电路测试中出现的电流尖峰进行了抑制。在此基础上得出几个主要影响驱动电路的因素。实际用于大功率IGBT桥电路驱动，工作稳定可靠。结果表明，所设计的电路结构简单，驱动能力强，可靠性高，且对用变压器驱动大功率全桥电路有通用性。
在脉冲电源中，驱动电路的好坏直接关系到逆变器能否正常工作。好的驱动电路首先要保证开关管安全，其次还要使开关管具有较小的损耗。这两者之间又是矛盾的。因为由功率开关元件引起的损耗主要是开关损耗(开通损耗和关断损耗)。开关损耗与驱动脉冲信号的上升沿陡度和下降沿陡度有很大关系。下降沿和上升沿越陡，相应的开关损耗就越小，即电压和电流重迭的时间越短。但是较陡的上升沿和下降沿又会产生过大冲击电流和电压尖峰，威胁开关管的安全工作。因此要实现电源安全且高效率的工作，就要抑制或吸收这些电流和电压尖峰。这里给出了一种变压器驱动的大功率IGBT模块电路，它既具有较强的驱动能力，又能很好地吸收电压和电流尖峰。
1 驱动电路的分析及此种驱动电路存在问题
在中频脉冲渗碳电源中，能快速进行过流保护是至关重要的，而驱动脉冲无延迟地传输，对实时过流保护起至关重要作用；同时为了减少开关损耗，还要求很陡的驱动脉冲上升沿和下降沿；一些特殊场合要求紧凑而简洁、不附加驱动电源等。综合考虑以上要求，采用变压器隔离全桥驱动电路，其电路如图1所示。
图1中两个桥臂各选用一个N-MOSFET和一个P-MOSFET。两路PWM控制信号1或2为高电平时，即1为高电平，2为低电平，Q1和Q4关断，Q2和Q3导通，Q5开通。此时，Q2，Q3和T1的原边绕组就形成通路，脉冲电压加在T1的原边，相应的次边会得到驱动脉冲信号。1，2都为低电平时，Q1，Q2会同时导通，T1原边被短路，则次边无脉冲输出。MOSFET具有开通电阻小，响应快，能提供很大的瞬时开启IGBT所需的电流，可以保证驱动脉冲有较陡的上升沿和下降沿。需要说明的是，此渗碳脉冲电源的输出脉冲控制芯片采用UC3825，属于峰值电流控制型芯片，自身具有防偏磁的能力，无需加隔直电容来防止偏磁；相反，当加隔直电容时，出现两路PWM控制信号不能同时关闭的问题，在去掉此隔直电容后，问题消失。因此，在使用隔直电容防偏磁时，要注意所用芯片的控制模式。
上面给出的驱动电路虽然解决了驱动信号无延时传输和提供了有较陡上升沿和下降沿的驱动脉冲，但又出现了驱动脉冲的上升沿有过冲和下降沿有很大的关断尖峰。上升沿的过冲主要是由漏感产生的，具体分析及消除此过冲的方法已有详尽讨论。下降沿的关断尖峰主要是励磁电感产生的。一般减小这两种尖峰都是通过增加 Rg(门极电阻)来实现，但是增大Rg会减缓驱动脉冲上升沿和下降沿的陡度，而增大开关损耗。
此电路具体工作过程分析如下：图2是一个脉冲周期，当正脉冲上升沿(t0～t3)到来时(这里只考虑正脉冲)，电容C相当于短路，通过二极管D和电容C可以给IGBT提供很大的瞬间电流，把驱动脉冲的上升时间缩短。图2中正脉冲就是IGBT的驱动信号，这个负脉冲的上升沿又是由另外一路驱动脉冲感应过来的，所以所要讨论的就是另一路驱动脉冲的下降沿尖峰，这四路输出脉冲是一样的，所以只要讨论一路。但是为了直观、完整，这里就把它看作是本路负脉冲的上升沿来讨论(下面提到的负脉冲都是这种情况)。当然稳压管这条支路也有电流流过，但是与加速电容C这条支路相比就很小。若不加电阻R，这个电容会经过几个脉冲周期充满电荷，而失去加速作用，所以要求电容C的电荷在每个周期上升沿到来时，电容上无存储电荷。因此在电容上并联一小阻值的电阻，给电容提供放电回路。在脉冲平顶期(t3～t4)时，IGBT的输入门极电容已经充满，门极保持高电平，此时IGBT的G-E之间相当于断开，变压器次边保持高电平。当脉冲下降沿(t4～t9)到来时，IGBT的输入电容在这段时间反向放电，需缓关，如果放电速度太快会引起极大的关断尖峰，因此需阻断通过加速电容加速放电，故在加速电容前面串联一个快恢复二极管，使其只通过稳压管放电。稳压管可以很好地吸收其尖峰，并可以控制其下降沿的陡度。
改进电路部分所加器件可以看成一个可变电阻：这个电阻在脉冲上升沿开始到IGBT弥勒平台时(t0～t2)，电阻值是很小的，主要是充电电流从加速电容这条支路流过，从而不断加快对IGBT门极电容的充电。IGBT的弥勒平台这段时间内，随着电容上电压升高，其充电电流速率在逐渐减小，到弥勒平台结束时，其充电电流速率为零，充电电流达到最大。这个可以从门极电阻上电压波形得到证实。在上升沿结束(t3)时，充电电流减小到几乎为零，从而不会出现过冲尖峰。在加速电容前加一个反向二极管阻断其快速放电通道。图3是原始的驱动波形图；图4为附加电路驱动波形；图5为满负载时驱动波形图。
2 驱动电路改进方法分析
图1中用框标出的电路就是对原有驱动电路的改进。通过在门极增加稳压管、二极管、电容和电阻，可以较好地吸收上升沿、下降沿和尖峰。
由图3和图4比较可以看出，在较小延时的情况下，应把尖峰减到最小。从图3可以看出，要减小的尖峰主要是负脉冲后沿的过冲尖峰，因为这个尖峰极有可能达到IGBT的开启电压(Vth)，这样就会造成同一桥臂的两个IGBT直通；同时由图5可以看出，在满负载(600 V／30 A)状态下，驱动波形具有很好的稳定性，而且没有大的尖峰，这就保证了IGBT稳定、安全的工作。
驱动等效电路如图6所示。其中，Lm为变压器次边的励磁电感；Z1为稳压管(其反向相当于一个二极管，所以图中就用一个二极管来代替)；Rg为驱动电阻，Cgs为IGBT的栅极和源极之间电容；R1为线路等效电阻。由等效电路可知：
R1实际值很小，可以忽略。稳压二极管并联在D1，C1两端，它的电压是D1和C1两端电压之和。稳压二极管是随电流大小自动调整的“可变”电阻。通过改变电阻来控制上升沿和下降沿的速率，从而达到控制过冲尖峰的大小。实测Rg与驱动变压器次边反向波形如图7所示。Rg上电压波形即为励磁电感上流过的电流波形。正脉冲下降沿的过冲尖峰由励磁电感造成的：
由式(2)可以看出，在相同电流变化率情况下，励磁电感越小，励磁电感上的电压尖峰也越小，相应的IGBT G-S之间电压尖峰也越小；同时减小励磁电感还可以减小漏感，但是励磁电感减小会造成脉冲平顶的斜率加大，所以要综合考虑各种情况。
3 结语
通过对上面改进电路的详细分析知道，威胁开关管安全的驱动脉冲过冲尖峰主要是由励磁电感决定的，因此尽可能减小励磁电感是减小过冲尖峰的最直接方法，同时还与稳压管的性能有很大关系。脉冲前沿上升率主要由加速电容决定，电容过小，会出现驱动脉冲前沿过缓，过大会有尖峰，所以要取合适的加速电容。电容的大小一般通过多次实验来确定。这个电容大小的选择既要考虑使脉冲上升沿较陡，又不出现尖峰。
此驱动电路已在中频脉冲渗碳电源中应用，配合器件过流过压保护电路，能较好地满足200 A／1 200 VIGBT模块的驱动要求。同时对驱动大功率的MOSFET等场驱动开关管都有很好的借鉴作用。
