降压转换器电流取样电阻三种位置的选择
中心议题：
- 电流模式降压转换器的取样电阻放置位置：输入端、输出端及续流管
- 三种位置各自的优点及缺点
- 峰值电流模式和谷点电流模式的工作原理
- 使用高端主开关管导通电阻等设计应该注意的问题
- 在输入端，使用高端MOSFET导通电阻作电流取样电阻
- 在续流端，配置为谷点电流模式，用续流MOSFET导通电阻作电流取样电阻
- 在输出端，常用峰值电流模式，用电感DCR作电流取样电阻
对于电流模式的降压转换器，电流的取样电阻有三种不同的放置方式：①放置在输入回路，即与高端主开关管相串联;②放置在输出回路，即与电感相串联;③放置在续流回路，即与续流二极管或同步开关管串联。有时候为了提高效率，可以取消外加的取样电阻，用高端主开关管的导通电阻、电感DCR或续流同步开关管的导通电阻作电流取样电阻。本文将详细地阐述这些问题，并比较它们各自的优缺点，从而使电源工程师有针对性地选取不同的架构，来满足实际应用要求。
电流取样电阻在输入端的降压转换器
电流取样电阻在输入端的降压转换器如图1所示。在电流模式的降压转换器拓朴结构中，反馈有两个环路：一个电压外环，另一个是电流内环。电压外环包括电压误差放大器、反馈电阻分压器和反馈补偿环节。电压误差放大器的同相端接一个参考电压Vref，反馈电阻分压器连接到电压误差放大器反相端VFB，反馈环节连接到VFB和电压误差放大器的输出端VC。若电压型放大器是跨导型放大器，则反馈环节连接到电压误差放大器的输出端VITH和地。目前，在高频DC/DC的应用中，跨导型放大器应用更多。本文就以跨导型放大器进行讨论。输出电压微小的变化反映到VFB引脚，VFB引脚电压与参考电压的差值被跨导型放大器放大，然后输出，输出值为VITH。跨导型放大器输出连接到电流比较器的同相端，电流比较器的反相端输入信号为电流检测电阻的电压信号VSENSE。由此可见，对于电流比较器，电压外环的输出信号作为电流内环的给定信号。对于峰值电流模式，工作原理如下：在时钟同步信号到来时，高端的主开关管开通，电感激磁，电流线性上升，电流检测电阻的电压信号也线性上升。由于此时电压外环的输出电压信号高于电流检测电阻的电压，电流比较器输出为高电压;当电流检测电阻的电压信号继续上升，直到等于电压外环的输出电压信号时，电流比较器输出翻转，从高电平翻转为低电平，逻辑控制电路工作，关断高端主开关管的驱动信号，高端的主开关管关断，此时电感开始去磁，电流线性下降，到下一个开关周期开始的时钟同步信号到来，如此反复。
图1电流取样电阻在输入端的同步降压转换器
由此可见，峰值电流模式检测的是上升阶段的电流信号。在每个开关周期，输入回路高端的主开关管流过的电流波形为上升阶段的梯形波，续流回路低端的开关管流过的电流波形为下降阶段的梯形波，而输出回路电感的电流波形为包含上升和下降阶段的锯齿状波形。因此，如果电流取样电阻放在降压转换器的输入回路，系统一定工作于峰值电流模式。
对于降压转换器，输入电压高于输出电压，电流取样电阻放在Buck转换器的输入回路，那么电流比较器的两个输入引脚的共模电压为高输入电压。对于输入电压大于12V的应用，电流比较器的两个输入引脚的共模电压也必然大于12V，这样电流比较器的成本很高。因此，电流取样电阻放在降压转换器的输入回路，一般应用于低输入电压，尤其是低输入电压单芯片的降压转换器。高端的功率MOSFET集成在单芯片中，由于电流取样电阻放在降压转换器的输入回路，所以电阻取样和电流比较器均可以集成在单芯片中，设计十分紧凑。要注意的是，高端的主开关管和低端的同步续流管之间，要设定一定的死区时间，以防止上下管的直通。
如果采用高端的功率MOSFET导通电阻作为电流取样电阻，可以省去额外的电流取样电阻，从而提高效率。由于MOSFET的导通电阻值比较分散，而且随温度的变化也会在较大范围内波动，因此电流取样的精度较差。峰值电流模式容易受到电流信号前沿尖峰干扰。在占空比大于50%时需要斜坡补偿。
电流取样电阻在续流端的降压转换器
通过前面的讨论可知，在每个开关周期，低端的开关管流过的电流波形为下降阶段的梯形波。这种电流模式常称为谷点电流模式。和峰值电流模式一样，谷点电流模式反馈也有两个环路：一个电压外环，另一个是电流内环(见图2)。
图2电流取样电阻在续流端的同步降压变换器
其工作原理如下：高端的主开关管开通，电感激磁，电流线性上升;高端MOSFET导通一段时间，此时间由PWM设定;当高端MOSFET关断后，低端MOSFET导通，此时电感开始去磁，电流线性下降。注意，低端MOSFET的电流随着时间线性下降，电流检测电阻的电压信号也线性下降，由于此时电压外环的输出电压信号低于电流检测电阻的电压，电流比较器输出为低电平。当电流检测电阻的电压信号继续下降，直到等于电压外环的输出电压信号时，电流比较器的输出翻转，从低电平翻转为高电平，逻辑控制电路开始工作，关断低端的续流开关管的驱动信号，高端的主开关管开通，此时电感开始激磁，电流线性上升，进入下一个周期，如此反复。同样，高端的主开关管和低端的同步续流管之间，要设定一定的死区时间，以防止上下管的直通。
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谷点电流模式具有宽电压范围、低占空比、易检测电流和快速负载响应的特点。在占空比小于50%时需要斜坡补偿。负载响应快速的原因在于，谷点电流模式从当前的脉冲周期响应，而峰值电流模式从下一个脉冲周期响应。
当输入和输出电压变化时，若高端MOSFET导通的时间固定不变，那么系统将工作在变频模式，不利于电感的优化工作。因此在PWM内部需要一个前馈电路，使高端MOSFET的导通时间可随输入电压成反比变化，及随输出电压成正比变化，从而在输入电压和负载变化时，维持转换器近似工作于定频方式。
如果采用低端续流功率MOSFET导通电阻作为电流取样电阻，可以省去额外的电流取样电阻，从而提高效率。同样，由于MOSFET导通电阻值比较分散，而且随温度的变化也会在较大范围内波动，因此电流取样的精度差。但这种配置通常应用于高输入电压，低输出电压及大输出电流的转换器中。
电流取样电阻在输出端的降压转换器
通过前面的讨论知道，输出回路电感的电流波形为包含上升和下降阶段的锯齿状波形。因此，当电流取样电阻在输出端时(见图3)，转换器可以工作于谷点电流模式，也可工作于峰值电流模式。而通常这种配置工作于峰值电流模式。
图3电流取样电阻在输出端的同步降压变换器
由于输出电压低，那么电流比较器的两个输入引脚的共模电压较低，因此可以使用低输入共模电压的差动放大器，提高电流检测的精度，降低噪声。这种配置的另一个优点是可以使用电感的DCR作为电流检测电阻。要注意的是，在电感值和饱和电流满足整个输入电压范围，和输出负载电流范围的前提下，对电感的DCR有一定限制，因而在一些应用中需要定制电感。
此外，电流比较器的输入阻抗要大，两个输入引脚的偏置电流要小，从而提高使用DCR作为电流检测电阻时的检测精度。相关的滤波元件也在设计中作相应的匹配，如图4所示。
图4电感DCR作电流取样电阻的滤波网络
通常，由于DCR值大于设计要求的电阻值，因此需要一个电阻分压器来得到所需要的电压值。
另外，为了满足滤波器时间的要求，必须使：
事实上，在设计中还要考虑到温度变化时，DCR也会发生变化，这将会影响电流取样的精度。在有些PWM的设计中，也会将电流比较器的参考基准电压设计为可调整，从而增加电感使用的通用性。
结语
①电流取样电阻放在输入端，可配置为峰值电流模式，使用高端MOSFET导通电阻作电流取样电阻可提高效率，但影响电流取样精度。
②电流取样电阻放在续流端，可配置为响应速度快的谷点电流模式，使用续流MOSFET导通电阻作电流取样电阻可提高效率，但影响电流取样精度。
③电流取样电阻放在输出端，可配置为峰值和谷点电流两种模式，常用峰值电流模式。使用电感DCR作电流取样电阻可提高效率，但设计和调试变得复杂，同时影响电流取样精度。
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